マイクロコーム

May 23, 2023

Nature volume 605、pages 457–463 (2022)この記事を引用

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84 オルトメトリック

メトリクスの詳細

マイクロコムは、光通信から計測学に至るまで、過去 10 年間にアプリケーションの急増を引き起こしました 1、2、3、4。多様な展開にもかかわらず、ほとんどのマイクロコームベースのシステムは、必要な機能を果たすために大量のかさばる要素と機器に依存しており、複雑で高価で電力を消費します。対照的に、ファウンドリベースのシリコンフォトニクス（SiPh）は、スケーラブルで低コストの方法で多用途の機能を提供することに目覚ましい成功を収めています5、6、7。しかし、利用可能なチップベースの光源には並列化の能力が欠けており、そのため範囲が制限されます。 SiPh アプリケーションの。今回我々は、電力効率が高く動作がシンプルなアルミニウム・ガリウム・ヒ化物オン絶縁体マイクロコムソースを使用して、これら 2 つの技術を組み合わせて、相補型金属酸化物半導体 SiPh エンジンを駆動します。我々は、光データ伝送とマイクロ波フォトニクスのための 2 つの重要なチップスケールフォトニクスシステムをそれぞれ紹介します。マイクロコムベースの統合フォトニックデータリンクは、総レート 2 テラビット/秒のパルス振幅 4 レベル変調方式に基づいて実証され、高レベルの統合を備えた高度に再構成可能なマイクロ波フォトニックフィルターが構築されています。タイムストレッチアプローチ。マイクロコムと SiPh 統合コンポーネントのこのような相乗効果は、次世代の完全統合フォトニックシステムに向けた重要なステップです。

統合されたフォトニクスは、データ通信と信号処理に大きな影響を与えています8、9、10。過去 10 年間の重要な発展は、微小共振器によって生成される相互にコヒーレントで等距離の光周波数ラインを提供するカーマイクロコムの実証です 1,11,12。最近実証された幅広いマイクロコムベースの光電子システム 2、4、13、14、15、16、17、18 により、これらの統合光源は、統合フォトニクスの応用領域をより広い範囲に拡張する可能性を秘めています。しかし、マイクロコムの統合が大幅に進歩したにもかかわらず 19、20、21、22、23、マイクロコム技術を活用したシステムレベルのほぼすべてのデモンストレーションでは、依然としてパッシブコムジェネレータが唯一の統合コンポーネントです。コムポンピングレーザー、パッシブおよびアクティブ光学コンポーネント、およびサポート電子機器を含むシステムの残りの部分は、通常、大型で高価で電力を消費する機器に依存しているため、統合フォトニクスの約束された利点が損なわれています。

対照的に、シリコンフォトニクス (SiPh) 技術の進歩により、相補型金属酸化膜半導体 (CMOS) 互換の製造の恩恵を受けて、光学システムを小型化するためのスケーラブルで低コストのソリューションが提供されています 6,24,25。これらの「フォトニックエンジン」はデータ相互接続で商品化されており 26、27、他の分野でも広く応用されています 28、29、30、31。しかし、ファウンドリベースのシリコンオンインシュレータ (SOI) フォトニック集積回路 (PIC) に欠けている重要な要素は、複数の波長光源です。たとえば、現在の最先端のフォトニックトランシーバモジュールには、波長分割多重 (WDM) 用の 8 チャネルの分布フィードバックレーザー (DFB) アレイが含まれています32。このようなシステムでチャネル数を増やすには、ライン間の間隔の安定化や組み立て作業負荷の増加など、かなりの設計努力が必要になります。さらに、チャネルライン間の相互コヒーレンスの欠如により、正確な時間周波数計測などの多くのアプリケーションが制限されます。

前述の問題に双方で対処するには、これら 2 つのテクノロジーをインターフェースすることが不可欠ですが、これまでそのような組み合わせは実現できませんでした。これまで、マイクロコムと他のフォトニックコンポーネントの組み合わせは、光計算 15、原子時計 4、シンセサイザーシステム 3 における可能性を示してきましたが、これらの統合デモは通常、大量生産には不向きな特殊な製造プロセスに依存しています。さらに、コム起動 33,34 および安定化技術 35,36 は、高性能の個別光学部品と電子コンポーネントを必要とし、操作の複雑さとシステムのサイズを著しく増加させます。ハイブリッドまたは異種レーザーとマイクロコムの統合における最近の進歩により、簡素化された方法でオンチップのコム生成が可能になります 21,22,23 が、これらのスキームでは処理がさらに複雑になります。これらの困難は、システム動作におけるマルチチャネルの整合やその他の前処理にかかる余分な出費とともに、これまでのところ、機能的なレーザーマイクロコムシステムの実装を妨げてきました。

ここで、これら 2 つの必須テクノロジーを組み合わせる重要なステップを踏みます。 DFB オンチップレーザーによって直接励起できるアルミニウムガリウムヒ素 (AlGaAs) オンインシュレーター (AlGaAsOI) 微小共振器を使用して、最先端の効率と簡単な操作を示すダークパルスマイクロコムが生成されます。そして長時間の安定性。このようなコヒーレントコームは、幅広いアプリケーションに使用できる多用途の機能を備えたCMOSファウンドリベースのSiPhエンジンを駆動するために使用されます（図1）。このアプローチに基づいて、2 つの主要な統合フォトニクス分野についてシステムレベルのデモンストレーションが行われます。 (1) 通信のデモンストレーションとして、データセンター向けに 100 Gbps パルス振幅 4 値変調 (PAM4) 伝送と 2 Tbps の総レートを備えたマイクロコム SiPh トランシーバベースのデータリンクを紹介します。 (2) マイクロ波フォトニクスについては、オンチップのマルチタップ遅延線処理方式により数十マイクロ秒レベルの再構成速度で小型マイクロ波フィルタが実証され、その調整可能な帯域幅と柔軟な中心周波数は第 5 世代をサポートできます ( 5G)、レーダーおよびオンチップ信号処理。この取り組みは、幅広い光学システムの完全統合に向けた道を開き、次世代の統合フォトニクス向けのマイクロコムおよび SiPh テクノロジーの普及を大幅に加速するでしょう。

マイクロコム光源とシリコンフォトニックチップを組み合わせることで実現される、いくつかの統合光電子システム（データ伝送、マイクロ波フォトニック信号処理、光ビームステアリング、フォトニックコンピューティング）の概念図。 III-V オンシリコンフォトニック統合では、チップにはすべての必須機能 (たとえば、レーザーマイクロコム生成、パッシブおよびアクティブ光学コンポーネント、信号処理とシステム制御をサポートする電子機器) が含まれることが期待されます。

この研究で使用される統合コムソースは、図2aに示すように、異種統合によるAlGaAsOIプラットフォーム37に基づいています。 AlGaAs の非常に高い 3 次の非線形係数 (n2 ≈ 2.6 × 10−17 m2 W−1) と組み合わせると、AlGaAsOI 微小共振器からのカーコム生成 (図 2a、右) は中程度の品質 (Q) 係数 (1 100万から200万）は、数十マイクロワットまでの記録的な低いパラメトリック発振閾値と、数ミリワットレベルの励起パワー下でコヒーレントな櫛形状態の生成を示し、これは市販のリン化インジウム（InP）DFBレーザーチップ（図2a、左）。

a、InP DFB レーザーチップとダークパルス生成用の AlGaAsOI 微小共振器の光学画像。 b、約 1,552 nm の共振全体でポンプ周波数を調整した場合の正規化されたコムパワー。 10 mW のポンプパワーを使用すると、ダークパルスカーコムに大きな周波数ウィンドウ (数十ギガヘルツ) でアクセスできます。 CW、連続波。 c、d、2つのFSRダークパルススペクトル（上）と市販の外部レーザー（c）またはDFBレーザーチップ（d）によってポンピングされた「ターンキー」動作（下）。10 mWの等しいオンチップパワーで。ポンプの横に一対の平らな翼が両方のスペクトルで形成されており、コヒーレントなダークパルスマイクロコムの典型的なプロファイルを示しています。挿入図: コム強度ノイズ (解像度 BW 100 kHz)。ダークパルスカーコムの強度ノイズは、電気スペクトルアナライザーのバックグラウンドと同じパワーレベルにあります。 P、パワー。 f、周波数。 PZT、チタン酸ジルコン酸鉛。 e、自由走行コームの長期安定性。 f – k、空乏モードSi MZM（f）、TiNマイクロヒーター（g）、Siスパイラル導波路遅延線（h）、垂直エピタキシャルGe PDを含むいくつかのSiベースの基本デバイスの光学画像と主な性能(i)、マイクロリングフィルター (j)、MZM 用の CMOS ドライバー (k)。詳細については、「メソッド」を参照してください。

実際のアプリケーションでは、効率に加えて、コムソースの操作の単純さと安定性も重要です。異常分散領域では、「ソリトン結晶」38と呼ばれる特別なタイプの明るいソリトンがこれらの機能を示し、電子制御に依存せずにシステムレベルのデモンストレーションをサポートします14、16、39。この論文では、コヒーレントなマイクロコムを実現するためにダークパルス状態 40,41 が使用されています。この状態は、回避されたモード交差効果の助けを借りて、通常の分散領域で機能します (補足注 I)。ダークパルス動作では、コヒーレントコム状態への移行中にはるかに小さな電力ステップが発生します（補足注II）。さらに重要なことは、マイクロキャビティの熱誘起自己安定平衡機構により、ここでの AlGaAs (2.3 × 10−4 K−1) の強力な熱光学効果を利用して、コヒーレント櫛状態のアクセシビリティウィンドウを大幅に拡張できることです 42 。このような挙動は図2bで実験的に特徴付けられており、コムパワー対ポンプ離調が記録されており、利用可能な暗パルスの周波数範囲が数十ギガヘルツまでであり、明るいソリトンの場合よりも約10倍広いことが示されています33。

これらの特性により、AlGaAsOI 微小共振器でのコヒーレントコム生成が効率的かつ堅牢になり、操作が大幅に簡素化されます。図 2c、d は、それぞれ外部共振器レーザーと DFB レーザーチップによって、同じオンチップパワー 10 mW でポンピングされたダークパルススペクトルを示しています。このような状態は、電子機器の調整制御に依存することなく、レーザーをオンにするだけで決定的にトリガーでき、「ターンキー」動作を示します (方法)。さらに、強力な熱光学効果によって可能になる自己安定化の恩恵を受けて、コムはフィードバックループなしで安定した動作を維持できます。図2dは、自走AlGaAsダークパルスにおけるスペクトルパワー対時間を示しており、7時間にわたって小さなパワー変動が見られます。生成と安定化の両方が簡単であるため、現在の光電子システムでの AlGaAsOI マイクロコムのシームレスな実装が容易になり、実用的なアプリケーションに適しています。

モノリシック SiPh 回路は、さまざまなオプトエレクトロニクスシステム用に生成されたコムラインを処理するために使用されます。このような「シリコンフォトニックエンジン」は、フィルタリング、変調、多重化、時間遅延、検出などの機能を同じチップ上で提供します。図 2fk は、光処理エンジンの重要なフォトニック構成要素とその主要な性能指標を示しています。信号エンコードには、33 GHzを超える電気光学帯域幅を持つマッハツェンダー干渉計（MZI）進行波PNデプレッション変調器が使用されます（図2f）。ヒーターは、熱調整によって変調器とコムチャネルを一致させるために使用されます（図2g）。異なるチャネル波長での変調器におけるこのような位相補償の代表的な結果を図2g（左）に示します。オンチップのリアルタイム遅延を実装するには、図 2h に示すように、断熱屈曲を備えたスパイラル導波路が設計されます。 60 ps の遅延線の偏差は 3 ps 以内です。図 2i は、さまざまなオンチップ電力レベルで約 0.5 ～ 0.8 A W−1、飽和電力が約 20 mW のゲルマニウム (Ge) 光検出器 (PD) を示しています。図2jに示すように、ここではマイクロリングフィルターアレイを使用してコムラインを個別に制御します。 20 mW のヒーター電力で 180 GHz 幅 (2 フリースペクトルレンジ (FSR)) のチャネル選択範囲を得ることができます (方法)。さらに、SiPh デバイスは電子集積チップによるシステムレベルのアセンブリをサポートし (図 2k)、将来的には低ノイズトランスインピーダンスアンプと高速ドライバーの統合が可能になります。

次に、2 つの重要なシステムレベルのデモを紹介します。(1) 従来の Si ベースのトランシーバーと比較してデータレートが大幅に向上したマイクロコムベースの統合フォトニックデータリンクと、(2) 高速に再構成可能なマイクロコムベースのマイクロ波フォトニクスフィルターです。高いレベルの統合。

PAM4 WDM 伝送システムの概略図を図 3a に示します。 AlGaAsOI ダークパルスコムのチャネル間隔は、起動セットアップの適切な事前校正 (レーザー離調、温度など) を介して 1-FSR からマルチ FSR に再構成できます41。動作帯域内で十分なチャネル数を提供しながら、より高い平均光搬送波対雑音比を達成するために、ここではコムラインパワーが高い 2-FSR スペーシングコムが WDM ソースとして選択されています。ポンプには、DFB レーザーチップと市販の外部共振器レーザー (ECL) ポンプ光源をそれぞれ使用します。コム生成後、逆多重化と結合損失によってもたらされる追加のペナルティを補償するためにアンプが必要になります。増幅後のスペクトルを図 3b に示します。ここでは、適切な温度事前設定により、20 の連続コムモード (1,537 nm ～ 1,567 nm、幅約 3.75 THz) が 5 dB 未満のパワー差で表示されています (方法) ）。簡略化されたスキームを使用して、1 秒あたり数テラビットを伝送するためのチップスケールのデータ送信能力を検証します。コムラインはフィルタリングされ、波長選択スイッチ (WSS) によって奇数と偶数のテストバンドに分割され、Si 変調器や Ge フォトダイオードを含む SiPh 送受信 (T/R) チップに送られます。各 WDM チャネルでは、SiPh 変調器が搬送波を 32 Gbaud ～ 50 Gbaud のシンボルレートで PAM4 信号形式にエンコードします。図 3c は、2 km のファイバリンクを通過した後のアイダイアグラムの代表的な例を示しています。受信側では、信号の一部はオンチップ Ge フォトダイオードに結合され、残りの部分は性能比較のために市販の PD に送信されます。各チャネルのビット誤り率 (BER) は、直接検出後に計算されます (方法)。

a、マイクロコームベースのデータ送信セットアップの概略図。ダークパルスカーコム光源は、市販の外部共振器ダイオードレーザー (ECDL、i) または分布帰還型レーザーチップ (ii) によって生成できる連続波レーザーによって励起されます。生成されたコムは、SiPh T/R チップに送信されます。 iso、アイソレータ; NF、ノッチフィルター。 DEMUX、デマルチプレクサ。 MUX、マルチプレクサ。スケールバー、500μm。 b、SiPh T/R チップに注入する前の多波長光源としての C バンドの 20 ラインコムスペクトル。 c. さまざまなシンボルレート (32 Gbaud、40 Gbaud、および 50 Gbaud) での SiPh 変調器による変調後の、選択されたチャネルの一般的なアイダイアグラム。 d、各コムラインのBER。青い四角と赤い丸は、それぞれ 32 Gbaud と 50 Gbaud のシンボルレートでの ECL 励起コムデータ送信結果を示します。すべてのチャネルは、指定された HD-FEC (3.8 × 10−3) または SD-FEC (2 × 10−2) のしきい値 (それぞれ青とオレンジの破線) 内にあると見なされます。灰色のひし形のマーカーは、DFB チップで AlGaAs 微小共振器をポンピングしたときの性能を示しています。波長依存の BER は主に、動作帯域の端でのプリアンプのノイズの増加に起因します。各チャネルの最適化された受信電力は約 2 ～ 3 dBm です。 e、受信電力を変化させたオンチップGe-Si PDと市販PDのBERと受信電力の比較。 Ge-Si PD の主な制限は、周波数応答が最適化されていないことです (方法)。

このような高密度波長分割多重方式は、優れたスケーラビリティを維持しながら総ビットレートを大幅に向上させることができます。概念実証のデモでは、C バンドの 20 個のコムラインがソースとして使用されます。図 3d は、(1) ECL ポンプを使用した 32 Gbaud および (2) 50 Gbaud PAM4、および (3) DFB ポンプを使用した 32 Gbaud PAM4 の 3 つのシナリオにおける BER の結果を示しています。 ECL 励起マイクロコムを考慮すると、シンボルレート 32(50) Gbaud で 7(4) チャネルが 7% の硬判定前方誤り訂正 (HD-FEC) しきい値を下回っており、残りのチャネルは 20% のソフト判定しきい値を下回っています。意思決定前方誤り訂正 (SD-FEC) のしきい値。この場合、マイクロコムベースの SiPh トランスミッタは、単一レーンあたり 50 Gbaud のボーレートを有効にし、これは 2 Tbit s-1 (FEC オーバーヘッド減算後の正味レート 1.65 Tbit s-1) の総ビットレートに対応します。より高いレベルの統合システムでは、市販の ECL ポンプが DFB レーザーチップに置き換えられます。統合されたポンプソースにより、トランスミッタは、FEC しきい値を下回る 7 チャネルで、総データ伝送速度 448 Gbit s-1 を達成します。 SiPh のもう 1 つの利点は、送信機と受信機を統合できることです。市販のIII-VフォトダイオードとオンチップGeフォトダイオードの両方による光から電気（O/E）変換後のBERの結果を図3eに示します。 20% SD-FEC しきい値では、2 つのデバイス間のペナルティは 32 Gbaud で約 2.3 dB です (方法)。

再構成可能なマイクロ波フォトニックフィルター (MPF) は、タップ付き遅延線 (TDL)43 を使用して構築されます。 TDL ベースの MPF は、タップ遅延が非分散 (トゥルータイム) 遅延ライン 44 によって生成されるか分散遅延ライン 13、45、46、47 によって生成されるかに応じて 2 つのアプローチに従うことができることに言及する価値があります。この作業では、両方のアプローチが実装されています。実験装置の概略図を図4aに示します。 180 GHz 間隔のマイクロコムは、MPF のタップとして機能しました。次に、コムラインは、高速マッハツェンダー変調器 (MZM)、8 チャネルのアドドロップマイクロリングアレイ (MRA)、およびスパイラル遅延ラインを含む SiPh シグナルプロセッサによって操作されます。入力無線周波数 (RF) 信号は MZM によってロードされます。ここでの MRA は、コムラインのオンチップ光スペクトルシェイパー (OSS) として機能し、スペクトルスライシング、ラインごとのパルス整形 (タップでの重み付け)、およびスペクトル再結合を順番に実行します。スパイラル導波管のクラスターは、隣接するタップ間に固定の時間遅延 (ΔT) を提供します。最後に、処理されたコムラインはオフチップの高速 PD で処理され、RF フィルタリングプロファイルが合成されます。

a. マイクロコムベースの再構成可能な MPF を実行するためのセットアップの概略図。コムライン間の時間遅延は、オンチップのスパイラル遅延ライン (セットアップ 1) と SMF のスプールからの分散伝播 (セットアップ 2) によって生成されます。スケールバー、200μm。 b、BW プログラミングのガウスアポダイゼーションコムラインの光学スペクトル (σ、ガウス係数、青、実験 (Exp)、赤、ガウスフィッティング)。 c、セットアップ 1 (上) とセットアップ 2 (下) に基づく、さまざまな通過帯域 BW での MPF の RF フィルター応答。赤い破線の曲線は、理論上のフィッティング結果 (Sim.) を示します (補足ノート III)。 d. 広帯域 RF 信号の RF フィルタリングの概念実証デモ。上から下: 元の信号、1.1 GHz BW フィルター後の信号、および 0.9 GHz BW フィルター後の信号の RF スペクトル。 e、f、コムライン間隔を変更し、セットアップ 2 に基づいて生成された、さまざまな FSR を備えた MPF の光スペクトル (e) と対応する RF 応答 (f)。 Δλ、隣接するコムライン間の波長距離。 g、複雑なデュアルチャネル RF 信号の RF フィルタリングの概念実証デモンストレーション。上から下: 元の信号、3.6 GHz FSR フィルター後の信号、および 7.2 GHz FSR フィルター後の信号の RF スペクトル。

このシステムは、通過帯域帯域幅 (BW) と RF FSR に関して柔軟な再構成機能を示します。図 4b は、通過帯域 BW 再構成可能性のためにコムライン上でガウスアポダイゼーションを使用した光スペクトルを示しています。対応する RF フィルタリング応答は、それぞれ非分散遅延 (上) 構成と分散遅延 (下) 構成で図 4c に示されています。非分散遅延方式における MPF の 3 dB 帯域幅は、ガウスパラメータ σ を 2.4 ～ 1.6 に調整することで、約 1.97 ～ 2.42 GHz の範囲内で連続的に調整できます。メインローブとサイドローブの抑制比は約 10 dB です。サブギガヘルツレベルのフィルタリング帯域幅調整機能を備えた分散遅延スキームを使用すると、より優れたパフォーマンス (20 dB を超えるメイン対サイドローブの抑圧比) が達成されます。図4e、fの結果は、コムライン間隔を変更することによるRF FSRの再構成可能性を示しています。コムライン間隔が5.6 nm、2.8 nm、1.4 nmの場合、RFフィルタリング応答FSRはそれぞれ1.8 GHz、3.6 GHz、7.2 GHzになります。。バルク OSS46,47 または変化するソリトン状態 13 を使用する他の最先端のマイクロコムベースの MPF とは対照的に、この研究は、最新のワイヤレス通信と航空電子アプリケーション。

現実世界のアプリケーションに向けたパラダイムのデモンストレーションとして、実際のマイクロ波信号に対する RF フィルタリングを図 4d、g に示します。まず、図4dに示すように、5.5 GHzから9 GHzをカバーする広帯域RF信号は、MPF BWを0.9 GHzから1.1 GHzに変更することによって整形され、再構成可能な通過帯域幅を示します。さらに、FSR の再構成可能性を検証するために、それぞれ 3.6 GHz と 7.2 GHz で 50 Mb s-1 直交位相偏移変調 (QPSK) 変調を使用して RF テスト信号を生成します (図 4g)。オンチップ OSS で適切なタップ間隔を設定することにより、3.6 GHz の信号をオプションで拒否できることがわかります。

これらのシステムのパフォーマンスは、統合デバイスを最適化するか、優れた信号処理技術を採用することによってさらに向上できます。追加の多重化技術 (空間分割多重化や偏波分割多重化など) やより高度な変調フォーマット (PAM6 や PAM8 など) を使用して、伝送容量を向上させることもできます。動作波長を L バンドと S バンドに広げることで、データレートを 10 Tbps 以上までさらにスケールアップできます。 DFB 励起統合コム光源の性能は主に、光信号対雑音比 (OSNR) を低下させる自走 DFB レーザー (方法) の比較的高いノイズフロアによって制限されます。 RF フィルタの場合、有限インパルス応答構成 43 で使用されるタップチャネルの数を増やすこと、つまり MRA を拡張することにより、より狭いフィルタリング帯域幅（サブギガヘルツまで）とより高い同調分解能を得ることができます。

将来的には、さらに統合された機能が組み込まれ、最終的には完全に統合されたマイクロコムベースの光電子システムが完成すると予想されます。たとえば、自己注入ロックダークパルスマイクロコムソース 21 は、異種集積された III-V レーザーと微小共振器 23 を使用することでモノリシックに実現できます。個別のエルビウムドープファイバ増幅器（EDFA）はオンチップSOAに置き換えることができ、これは同じチップ上の他のフォトニックコンポーネントと統合できる可能性があります48、49。最近では、この研究で使用した 2 つの材料プラットフォームを同じウェーハ上に統合するために、AlGaAs-on-SOI フォトニック回路が開発されました50。フォトニック素子は、アプリケーション固有の電子回路と組み合わせることができるため、コンパクトさと電力効率がさらに向上します。テクノロジーが提供する多用途性を考慮すると、マイクロコム駆動の SiPh システムは、広範なオプトエレクトロニクスアプリケーションに大量生産かつ低コストのソリューションを提供し、次世代の統合フォトニクスを促進します。

AlGaAsOI 共振器のリング導波路は、C バンドの正常分散領域内で動作するように設計されており、寸法は 400 nm × 1,000 nm です。ファセットにおけるバス導波路の幅は、効率的なチップとファイバーの結合のために 200 nm になるように設計されました。 AlGaAs微小共振器の製造は、異種ウェーハ接合技術に基づいていました。このプロセスは現在、CMOSプロセスと互換性のない化学機械研磨や高温アニーリングなどの厳密な製造プロセスを使用せずに、100mmウェーハスケールで実現されています。したがって、現在の III-V/Si フォトニックファウンドリに直接採用できます51。 AlGaAsOI共振器ではQ値>200万を得ることができ、これは導波路損失<0.3dBcm-1に相当します。アルミニウムの割合は 0.2 で、これは約 1,480 nm の 2 光子吸収波長に相当します。エピタキシャルウェーハの成長は、分子線エピタキシーを使用して達成されました。リソグラフィーには 248 nm の深紫外ステッパーを使用しました。導波路のパターニングにはフォトレジストのリフロープロセスと最適化されたドライエッチングプロセスが適用され、導波路の散乱損失を最小限に抑えました。製造の詳細については、参考文献を参照してください。 52、53。 Si 変調器と Si-Ge PD を含む SiPh PIC は、Si 層厚さ 220 nm、埋め込み酸化層厚さ 2 μm の 200 mm SOI ウェハ上に、米国 CompoundTek Pte の CMOS 互換プロセスを使用して製造されました。標準の 90 nm リソグラフィ SOI プロセスを使用して、1 対 1 の 200 mm ウェーハを実行します。この SiPh プラットフォームの導波路損失は、C バンドで約 1.2 dB cm-1 です。私たちの実験では、AlGaAsOI チップと SOI チップ用に、異なるモードフィールド直径を持つレンズ付きファイバーが選択されました。結合損失は、AlGaAsOI 導波路の場合は面あたり約 3 ～ 5 dB、Si 導波路の場合は面あたり約 2 ～ 3 dB です。

この研究で利用された半径 144 μm のリングの FSR は約 90 GHz です。マイクロコームは、起動と安定化の両方において進歩を示しています。ダークパルスの生成中、コムが連続波状態からダークパルス状態に移行するときに、はるかに小さい突然のパワー変化が発生します。これは、明るいソリトン生成におけるよく知られたトリガーの問題が解消されたことを示しています。一般的な明るいソリトンと比較して、暗いパルスは本質的に、明るいソリトン状態へのアクセスを困難にする熱効果に対して本質的に耐性があります54。長期安定性の測定では、フリーランニングダークパルスコムのコムスペクトルとコムラインパワーが高分解能光スペクトルアナライザ（OSA）で5分ごとに記録されます。

図 2 に示す SiPh デバイスの詳細については、ここで説明します。デプレッションモード Si ベース MZM の光電気帯域幅は、ベクトルネットワークアナライザ (Keysight N524) によって測定され、典型的な結果は >30 GHz でした。オンチップ位相補償ユニットは、MZI ベースの窒化チタン (TiN) マイクロヒーターです。抵抗は約200Ωです。 TiN 金属層は Si 層の上に約 1 μm あり、約 20 mW π-1 の加熱効率を確保します。一方、ディープトレンチプロセスを利用して各マイクロヒーターを分離し、熱クロストークを低減します。オンチップのリアルタイム遅延線には、低損失伝送を実現する幅2μmのマルチモードSi導波路を採用しました。スパイラル導波管では断熱曲げのためにオイラー曲線が使用されました。 60 ps の Si 遅延線の場合、合計損失は 0.5 dB 未満で、テストした 8 つのデバイス間での遅延時間の変動は 3% 未満です。垂直エピタキシャル Ge PD の場合、オンチップ電力の増加に伴って応答性が低下します。電力がさらに増加すると、約 20 mW の飽和点に達する可能性があります。 WDM に使用されるマイクロリングフィルターはマイクロヒーターによって調整でき、これにより 20 mW の電力損失で 180 GHz のチャネル間隔が得られます。 Si MZM に注入する前の信号増幅用の CMOS ドライバー (高ビットレート (>50 Gbps) 信号伝送実験では使用されません) は、約 24 GHz の 3 dB ゲイン BW を示します。

他のビルディングブロックデバイスの性能は、拡張データ図 1 に示されています。ポンプとして使用される DFB レーザーの線幅は、遅延セルフヘテロダイン法によって測定されます55。測定とローレンツフィッティングの結果は拡張データの図 1a に示されており、約 150 kHz のレーザー線幅を示しています。 SiPh デバイスの場合、Si-Ge フォトダイオードの 3 dB 帯域幅は拡張データの図 1b に示されており、約 30 GHz の S21 パラメータを示しています。このような最適化されていない BW は、図 3c のペナルティの原因となります。抵抗とコンデンサの時定数を低くするための構造設計により、動作帯域幅がさらに増加する可能性があります。オンチップ監視のために、拡張データ図 1c に示すように、非対称 MMI ベースの 10:90 パワースプリッタ 56 がシステムに採用されています。マルチモード領域の対称性は、MMI の角 (赤い破線の四角形でマーク) を削除することによって破られます。これにより、光フィールドの劇的な再分布が引き起こされ、カットオフ幅の変化による不均一なパワー分割が発生します。コーナー。 4 つの同一の 1:9 MMI をランダムに選択し、電力分割比をテストしました。拡張データ図 1c の下のパネルに示すように、結果は設計目標 (破線) に近く、良好な一貫性を示していることがわかりました。さらに、この研究で使用された回折格子カプラ (拡張データ図 1d) は、動作帯域 (1,535 ～ 1,565 nm) 全体でおよそ 2 dB の結合効率の差を示しています。

拡張データの図 2a に、ポンプとして ECL または DFB レーザーを使用したターンキーマイクロコム生成テストのセットアップを示します。マイクロコムの生成には、遅いレーザー周波数の離調で十分です。これは、市販の ECL のチタン酸ジルコン酸鉛の電圧を調整するか、DFB のレーザー電流を変更することで共振器長を調整することで実現できます。コム生成後、スペクトルが記録されます。その間、生成されたコムラインの合計パワーがリアルタイムで測定されます。レーザー周波数が最終的にコムアクセス範囲に収まるようにするには、事前校正プロセスが必要です。 ECL 励起ダークパルスコム (拡張データ図 2b) の場合、1 Hz 方形波がトリガー信号として使用され、励起波長を共振から約 0.3 nm 離れたところ、または共振内に同調させます。 DFB励起実験（拡張データ図2c）の場合、レーザーがオンになると、注入されたキャリアとキャビティの加熱により常に自動周波数上昇プロセスが発生し、これによりマイクロコムの生成が直接開始される可能性があります。最終的な安定状態の発振周波数がコヒーレント状態のアクセスウィンドウの範囲内にある限り。私たちの実験では、レーザー電流は 6 秒の周期で 2 つの値の間で切り替わります (「オフ」状態の場合は 1 秒、「オン」状態の場合は 5 秒)。どちらの結果も、低速制御信号に伴うマイクロコム生成の即時のオン/オフ動作を示しています。最初の数秒間は DFB 励起コムの電力リップルがある程度存在することに注意してください。これは、熱電冷却器によって引き起こされる温度振動によるものであり、その後、コムの状態は安定します。コームは、いくつかの連続したスイッチングテストで再現可能であり、優れた堅牢性を備えています。

私たちの実験では、マイクロコームは最初に市販の波長可変レーザー (Toptica CTL 1550) によって励起され、次に DFB レーザーチップによって励起されて高度な集積化が図られます。この場合、DFB レーザーと AlGaAsOI 微小共振器の間に光アイソレータが配置され、反射。励起波長を青色側から約 1,552.5 nm の特定の離調値に調整すると、両方の構成で 2-FSR コム間隔の暗いパルスが生成されます。データ送信のための詳細な実験設定を拡張データ図 3a に示します。電力変動が大きいコムスペクトルの場合、低電力チャネルのゲインが不十分なため追加の増幅プロセスが必要となり、送信側で余分なシステムの複雑さと電力消費が生じます。この研究では、強い熱効果により、AlGaAs 微小共振器の回避モード交差 (AMX) 強度を熱的に事前設定して、動作帯域全体にわたって電力分布のばらつきが少ないコヒーレントなマイクロコムを得ることができます。したがって、後続の等化コム増幅のために中央の 3 つのコムラインを減衰するにはノッチフィルタのみが必要です。コムは EDFA によって増幅され、波長選択スイッチ (Finisar Waveshaper 4000s) によって奇数と偶数のテストバンド 39、57、58 に分割されます。 Si 変調器とニオブ酸リチウム (LN) 変調器 (EOspace、35 GHz BW) がそれぞれ奇数帯域と偶数帯域に配置されています。各テストバンドの 10 本のコムラインが同時に変調されます。変調器は 32 Gbaud または 50 Gbaud のシンボルレートで駆動されます。差動 PAM-4 信号は、市販のパルスパターンジェネレーター (アンリツ PAM4 PPG MU196020A) によって生成されます。 SiPh (LN) 変調器の挿入損失は 13(8) dB です。 SiPh 変調器は比較的高い損失 (ファセットあたり約 2 dB のエッジ結合損失を含む) を受け、その結果 2 つのテストバンド間にパワーの差が生じます。次に、変調されたテストバンドは 50:50 の電力カプラによって結合され、コム電力等化のために別の WSS に送信されます。受信側では、Si 変調器によって符号化された各 WDM チャネルが順次フィルタリングされて測定されます。アイダイアグラムは、13 タップのトランスミッタと分散アイクロージャクォータナリ (TDECQ) イコライザを備えたサンプリングオシロスコープ (アンリツ MP 2110A) によって作成されます (蓄積時間、8 秒)。 BER は、1 dB の低周波イコライゼーションと判定フィードバックイコライゼーションを備えたエラー検出器 (アンリツ PAM4 ED MU196040B) によってオンラインで測定されます。拡張データ図 3b は、20 チャネルごとの 100 Gbps PAM4 アイダイアグラムを示しています。

パフォーマンスが過小評価されていることに注意する必要があります。概念実証テスト構成では、各テスト帯域の 10 個のチャネルが同時に変調されます。 Si 導波路での 2 光子吸収を考慮すると、Si 変調器の最大入力パワーは約 13 dBm となり、単一レーンあたりの光パワーはわずか 3 dBm になります。さらに、電力等化のために WSS によって導入される追加のペナルティ（実際の送信シナリオでは不要）を考慮すると、各チャネルの OSNR は少なくとも 10 dB 高くなります。したがって、より良好な送信結果が得られる。

DFB と ECL のノイズフロアは、拡張データの図 4a に示すように、OSA で大まかに特徴づけられます。レーザースペクトルは、DFB のノイズが ECL のノイズよりも明らかに高いことを示しています。拡張データの図 4b、c に示すように、実験のコムはフリーランニング DFB レーザーと ECL によって個別に励起されます。約 10 mW というほぼ同じポンピングパワーで、DFB チップは ECL と比較して 10 dB 高いノイズフロアを保持します。これは、各コムラインでの同等の OSNR 低減に相当します。さらに、コム生成後の増幅によって OSNR の低下も生じるため、現在の EDFA を統合型 SOA に置き換える場合に潜在的な問題となる可能性があります (市販の EDFA では約 4 ～ 5 dB のノイズフロア増加、市販の EDFA では約 7 dB のノイズフロア増加)。 DFB 励起マイクロコムの OSNR は、コム蒸留にオンチップ光フィルタを採用するか 59,60、または低ノイズ増幅のためにマイクロコムとスレーブレーザーの間に光注入同期を導入することによってさらに改善できます 61。また、ポンプパワーを増加すると、平均 OSNR が向上し、長期的な動作がより安定します。これは、注入同期ベースのダークパルス生成よりも利点があります 21,62。

避けられない製造誤差による遅延の不均一性によりフィルタリングのパフォーマンスが低下するため、最適なフィルタリングのパフォーマンスをさらに決定するために 2 番目の TDL-MPF アプローチも実装されています。つまり、シングルモードファイバ (SMF) のスプールが代わりに使用されます。オンチップのスパイラル遅延線を使用して分散遅延を生成します。拡張データ図 5 は、分散遅延線構成で実行された再構成可能 MPF の実験セットアップを示しています。図 4a と比較すると、MPF システムの大部分は変わっていませんが、大きな違いが 1 つあります。それは、オンチップのリアルタイムスパイラル遅延線が SiPh 信号プロセッサから削除されていることです。処理されたコムラインは、5 km の SMF (分散要素として) のスプールを通って伝播し、隣接するタップ間の固体遅延ユニットを取得します。これは、T = δλDL (SMF の高次分散を無視) として表すことができます。 δλはコムライン間隔を表し、DはSMFの分散係数、LはSMFの長さです。この方式では、コムライン間の基本遅延 T は単一の分散素子によって生成され、均一な値に保つことができ、製造誤差の影響を受けません。さらに、このシステムはより柔軟です。たとえば、フィルタリング通過帯域の中心周波数は、SMF の長さや分散係数を変更するだけで調整できます。

DFB 駆動のダークパルスカーコムは、2-FSR (180 GHz) のコム間隔を示します。最初のコム信号源は EDFA によって増幅され、SiPh 信号プロセッサチップに注入される前に光バンドパスフィルタを使用して 1,547 ～ 1,560 nm の範囲の 8 つのコムラインが選択されます。入力と出力の結合は、結合効率約 40% のグレーティングカプラーを介して実現されます。ベクトルネットワークアナライザからの 9 dBm 電力の周波数掃引 RF 信号が、両側波帯フォーマットで Si MZM に適用されます。タップ重み付け係数は、導波路上に配置された TiN マイクロヒーターを備えた Si MRA 内のコムラインとそれに対応する共振波長間の相対的な離調を調整することによって設定されます。 Si チップの出力光は 10:90 の光パワーカプラによって分割されます。光の 10% はスペクトルモニタリングのために光スペクトルアナライザ (横河電機 AQ6370C) に送られ、残りの 90% は次の経路を伝播します。 -アップ光リンク。分散遅延方式では、5 km SMF のスプールを使用して、隣接するコムライン (タップ) 間の分散遅延を取得します。最後に、処理されたコムラインは 50 GHz PD (Finisar 2150R) でビートされ、光信号が電気ドメインに変換されます。リンク挿入損失と結合損失を補償するために、低ノイズ EDFA が PD の前に配置されます。

RF 信号フィルタリングの実際的なデモンストレーションでは、50 G サンプル s-1 の任意波形発生器 (AWG、Tektronix AWG70001) を使用して、目的の RF 入力信号を生成します。このフィルタの BW 再構成可能性を検証するために、5.5 GHz ～ 9 GHz の超広帯域 RF 信号が生成されます。このフィルタの FSR 再構成可能性を検証するために、3.6 GHz で変調された 50-Mb-s-1 QPSK スペクトルと 7.2 GHz で変調された 50-Mb-s-1 QPSK スペクトルを含む複素 RF 信号が生成されます。 AWG からの RF 出力は、Si MZM に配線される前にリニア電気ドライバー (SHF 807C) によって増幅されます。フィルタリングされた RF 信号は、スペクトル測定のために信号アナライザ (Keysight N9010B) によって検出されます。 MPF の同様の FSR 乗算が以前に報告されており、時間的タルボット効果によって説明されています 63。ただし、これらの MPF システムで使用される重要な Talbot プロセッサは、より複雑なディスクリートデバイスに基づいているため、消費電力が増加し、システムの安定性が低下します。

かさばる液晶空間光変調器64に基づく従来の波形整形器とは異なり、我々の研究で使用されるチップスケールのアドドロップマイクロリング共振器（MRR）アレイの顕著な利点の1つは、RFフィルタリング応答の迅速な再構成です。フィルタリングスペクトルの再構成操作は、導波路上に配置された TiN マイクロヒーターを介してコムラインの成形プロファイルを調整することによって実現されます。最大再構成速度を調べるために、標準的な電気方形波波形が関数波形発生器 (RIGOL、DG2102) によって生成され、単一の MRR チャネルを駆動します。 MRRの出力は光検出器(Thorlabs DET08CFC/M)で受信され、デジタルオシロスコープ(RIGOL、DS7014 10 GSa s-1)で記録されます。拡張データ図 6 は、測定されたスイッチング時間応答を示しています。拡張データの図 6b、c に見られるように、90/10 の立ち上がり時間と立ち下がり時間はそれぞれ 15 μs と 53 μs です。したがって、再構成動作の最速応答速度は約 19 kHz になります。

この論文内のプロットを裏付けるデータおよびこの研究のその他の結果は、Zenodo (https://doi.org/10.5281/zenodo.6092678) で入手できます。この研究で使用される他のすべてのデータは、合理的な要求に応じて対応する著者から入手できます。

この研究の結果を裏付けるコードは、合理的な要求に応じて対応する著者から入手できます。

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レーザーパッケージングのサポートについては Shenzhen PhotonX Technology Co., Ltd、レイアウト設計の支援については J. Wang と W. Zou、ディスカッションについては J. Shi、原稿の解説については TJ Moen に感謝します。 UCSB のナノファブリケーション施設が使用されました。

これらの著者は同様に貢献しました: Haowen Shu、Lin Chang、Yuansheng Tao、Bitao Shen

中国北京大学電子工学部先進光通信システムおよびネットワーク国家重点実験室

Haowen Shu、Yuansheng Tao、Bitao Shen、Ming Jin、Zihan Tao、Xuguang Zhang、Ruixuan Chen、Bowen Bai、Jun Qin、Shaohua Yu、Xingjun Wang

カリフォルニア大学サンタバーバラ校、電気およびコンピュータ工学科、米国カリフォルニア州サンタバーバラ

リン・チャン、謝偉強、アンドリュー・ネザートン、ジョン・E・バウワーズ

Peng Cheng Laboratory、深セン、中国

Shaohua Yu & Xingjun Wang

ナノオプトエレクトロニクスフロンティア科学センター、北京大学、北京、中国

王興軍

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実験は HS、LC、YT、および BS によって考案されました。デバイスは HS、LC、および YT によって設計されました。マイクロコムシミュレーションとモデリングは BS によって実行されました。システムレベルの実験は、LC、BS、 MJ、ZT、XZ、QJ、RC、BB AlGaAsOI 微小共振器は WX と LC によって製造されました結果は HS、YT、BS、AN によって分析されましたすべての著者が原稿の執筆に参加しました。このプロジェクトはLC、SY、XW、JEBによって監督されました。

Xingjun Wang または John E. Bowers との通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

Nature は、この研究の査読に貢献してくれた David Moss と他の匿名の査読者に感謝します。

発行者注記 Springer Nature は、発行された地図および所属機関の管轄権の主張に関して中立を保っています。

a, DFB レーザーの測定された線幅。 b、Si-Ge PD フォトダイオードの測定された 3dB 帯域幅。 c、シリコンフォトニクスエンジン用のオンチップモニターとしての10:90非対称MMIの設計、製造、測定結果。 d. 回折格子カプラーの光学画像 (左) とその正規化された透過率。

a, 実験セットアップ。 b、ECL、c、DFB レーザーチップ駆動のコムスペクトルと、5 回の連続スイッチングテストにおける制御信号に伴うコムパワーの変化。

a. コムベースのシリコンフォトニクスデータリンクの奇数/偶数テストバンドの詳細な実験セットアップ。 b、受信側の各チャネルのサンプリングオシロスコープから測定した 100 Gbps PAM-4 アイダイアグラム。

a, DFB レーザーの測定された線幅。 b は市販の外部共振器レーザー、c は DFB レーザーチップによって励起されたコムスペクトルの比較。

TDL-MPF に基づく 2 番目の分散遅延線方式の実験セットアップ。

a、方形波電気信号駆動下で測定されたMRRの時間応答。 b、MRR は最小透過率から最大透過率に切り替わりました。c、最大透過率から最小透過率に切り替わりました。 90/10 の立ち上がり/立ち下がり時間は、それぞれ 15 μs と 53 μs です。

この補足情報ファイルには、補足図を含む補足セクション 1 ～ 3 が含まれています。 1 ～ 3 および追加の参考資料。セクション 1: ダークパルスの展開の分析。セクション 2: 熱影響下でのアクセシビリティ分析。セクション 3: MPF の RF フィルター応答の理論的フィッティング方法。

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転載と許可

Shu、H.、Chang、L.、Tao、Y. 他。マイクロコーム駆動のシリコンフォトニックシステム。ネイチャー 605、457–463 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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受信日: 2021 年 8 月 4 日

受理日: 2022 年 2 月 24 日

公開日: 2022 年 5 月 18 日

発行日: 2022 年 5 月 19 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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