高い

Oct 10, 2023

Scientific Reports volume 13、記事番号: 5762 (2023) この記事を引用

761 アクセス

メトリクスの詳細

光ファイバーリングキャビティ、周波数変調器、損失を補償する増幅器で構成される周波数シフトループにより、正確で簡単に制御できる周波数ステップによる高速周波数スキャンが可能になります。 このプラットフォームは、分光法や光学測距のアプリケーションにとって特に魅力的です。 しかし、キャビティ内を循環する光が繰り返し増幅されることにより、増幅された自然放出ノイズが蓄積し、既存の周波数シフト ループ (FSL) の周波数走査範囲が制限されます。 ここでは、この基本的な制限に対処するカスケード アプローチを紹介します。 複数の FSL を異なる周波数シフトで直列にカスケード接続することにより、アクセス可能なスキャン範囲を大幅に増やすことができます。 我々は、このアプローチが最大 1 THz の範囲にわたるスキャンを可能にする可能性を示すモデリングを提示します。これは、最先端技術と比較して 10 倍の増加です。 実験的に、10 ミリ秒で 100 MHz ステップで 200 GHz の範囲をスキャンできる一対のカスケード FSL を構築し、このプラットフォームを使用して H13C14N セルの吸収分光測定を実行しました。 FSL の動作帯域幅を増やすことにより、この研究で導入されたカスケード アプローチにより、正確で高速な周波数スキャンを必要とする新しいアプリケーションが可能になる可能性があります。

周波数可変レーザーは、吸収分光法、測距、LIDAR、光デバイスの特性評価などのさまざまな用途に不可欠です。 チューナブルレーザーは近年大幅に進歩しました1が、一貫したステップサイズで高速周波数チューニングを実現することは依然として課題であり、多くのレーザースキャンシステムは、スキャンされたレーザー周波数の非線形性を補償するために広範なキャリブレーションまたは現場モニタリングに依存しています2、3。 別のアプローチは、固定周波数の連続波 (CW) レーザーを外部で変調することです。 ただし、このアプローチは通常、光変調器の有限帯域幅と高速駆動電子機器の要件により、適度な周波数範囲での調整に限定されます。 周波数シフト ループ (FSL) は、単一の変調器を介して光を数十回または数百回再循環させ、大きな周波数シフトを蓄積することで魅力的な代替手段を提供します4。

周波数シフト ループは通常、周波数シフト変調器を含む光ファイバー リング キャビティ、損失を補償するために使用される増幅器、および増幅自然放出 (ASE) を抑制するために使用されるバンドパス フィルターで構成されます。 ループ内を往復するたびに、光は追加の周波数シフトを受けます。 FSL を使用すると、CW 光をシードすることで光周波数コムを生成できます5。 あるいは、パルス光を FSL に結合すると、時間と周波数が等間隔のパルス列を生成するために使用できます6。 これにより、比較的低い帯域幅の変調器と駆動電子機器を使用した、正確で高速な周波数スキャンが可能になります。 これらの機能により、吸収分光法 7、8、9、光周波数コム操作 10、光フーリエ解析 11、分散型ファイバーセンシング 12、13、任意波形生成 14、RF スペクトル解析 15 など、幅広いアプリケーションでの FSL の使用が可能になりました。 FSL の主な欠点は、ループ内で光が継続的に増幅されるため、ASE の蓄積によって全体の帯域幅が制限されることです。 その結果、ASE が優勢になり始める前に、FSL は通常、数十 GHz の帯域幅に制限されます (私たちの知る限り、報告されている最も広帯域の FSL は 100 GHz に及びました16)。

この研究では、周波数スキャン範囲と、ASE が優勢になり始める前に生成される周波数ステップ数を大幅に増加できるカスケード FSL アーキテクチャを導入します。 小さい周波数ステップを持つ最初の FSL に続いて、より大きい周波数ステップを持つ 2 番目の FSL を組み合わせることで、ASE の蓄積を最小限に抑えながらスキャン範囲を大幅に拡大できることを示します。 適切に設計されたカスケード FSL により、ASE が優勢になり始める前に 1 THz を超えるスキャンが可能になることを示すシミュレーションを示します。 最初のデモンストレーションとして、合計 200 GHz の範囲にわたって 100 MHz ステップで 2000 パルスを生成できるカスケード FSL を構築し、そのシステムを使用して H13C14N 細胞の吸収分光測定を実行しました。 FSL のスキャン範囲を拡大する方法を提供することにより、この研究により、高速周波数スキャンに対するこの強力なアプローチのアプリケーションが増加します。

周波数シフト ループは、シード方法に応じてさまざまな機能を提供できます。 たとえば、FSL に CW 光源がシードされている場合、周波数変調器 5 によって決定されるコム間隔と、ループ内のバンドパス フィルターによって帯域幅が決定される光周波数コムを生成します。 さまざまな変調波形を FSL に注入すると、任意波形生成の可能性が得られます14。 一方、FSL に光パルスがシードされている場合は、時間と周波数が等間隔のパルス列を生成するために使用できます5。 この作業では、FSL の最後のアプリケーションに焦点を当てます。 各パルスが単一の光周波数を含むパルス列を生成することにより、このアプローチは、特定の周波数での吸収を直接検出によって取得できるため、吸収分光法に特に適しています。 従来の波長可変レーザー分光法と比較して、FSL はシードレーザーの高いコヒーレンスを維持しながら高速スキャンが可能であり、位相感応分散分光法などの応用が可能になる可能性があります。 最後に、このアプローチは非線形周波数変換に適しており、異なる周波数領域へのアクセスが可能になります8。

このシンプルなアプローチにより、正確に制御された周波数ステップによる高速周波数スキャンが可能になりましたが、FSL で生成される総帯域幅とパルス数は ASE17 の累積によって制限されます。 各往復後に導入される ASE は、損失とバンドパス フィルターの帯域幅を補償するために必要な増幅を調整します。 結果として、ASE の蓄積を軽減するには、FSL がループ内の損失を最小限に抑え (各往復後に必要な増幅を削減)、総動作帯域幅を制限し (より狭いバンドパス フィルターを有効に)、そして帯域幅の数を最小限に抑える必要があります。パルスが生成されます（光が増幅される回数が減少します）。 往復損失が最小限に抑えられると、ASE の増加により、全体の帯域幅と隣接するパルス間の周波数シフトとの間にトレードオフが生じます。パルス数を制限するために周波数ステップ サイズを大きくすると、より広い帯域幅に対応できます。生成された。 吸収分光法のアプリケーションでは、これはスキャン範囲と周波数分解能の間のトレードオフになります。

この研究で紹介されているカスケード FSL アプローチは、このトレードオフに対処するように設計されています。 私たちのアプローチは、小さな周波数シフトを持つ初期 FSL に依存し、周波数の間隔が狭いパルス列を生成します。 次に、これらのパルスは、最初の FSL によって生成されたパルス列の全帯域幅を超える大きな周波数シフトを導入する 2 番目の FSL のシードに使用されます。 この方式には 2 つの利点があります。 まず、カスケード FSL を使用すると、個々のパルスが増幅される合計回数が減少します。 従来の単一 FSL では、\(N\) パルスの生成中に蓄積される ASE は \(N\) としてスケールされます。 ただし、カスケード スキームでは、\(\sqrt{N}\) パルスが各ループで生成される場合、ASE は \(2\sqrt{N}\) としてスケールされます。 第 2 に、初期 FSL でより小さな周波数ステップを使用すると、最初の FSL で狭いバンドパス フィルターを使用できるようになり、ASE がさらに抑制されます。

基本的なシステム アーキテクチャを図 1a に示します。 このシステムには CW レーザーがシードされ、音響光学変調器 (AOM0) を使用して、パルス幅 \(\tau\) の初期シード パルスが刻まれます (AOM0 の代わりに任意の強度変調器を使用できることに注意してください)。 このシード パルスは、50:50 カプラーを介して最初の FSL に結合されます。 最初の FSL は、エルビウム添加ファイバー増幅器 (EDFA1)、帯域幅 \(\Delta {F}_{1}\) のバンドパス フィルター、および周波数シフト \(\Delta { f}_{1}\)。 最初の FSL を通過する往復遅延は \({\Delta t}_{1}\) として定義されます。 最初の FSL は、周波数が \(\Delta {f}_{1}\) で区切られ、時間的に \({\Delta t}_{1) の間隔で配置された \({N}_{1}\) パルス列を生成します。 }\)、図 1a の挿入図に示すように。 この最初のパルス列は、アンプ、帯域幅 \(\Delta {F}_{2}\) のバンドパス フィルター、および周波数変調器で構成される 2 番目の FSL をシードします。 ここでは、電気光学単側波帯変調器 (SSMB) を使用して、FSL1 で生成されるパルス列の帯域幅 (例: \(\Delta {f}_{2}\) > 1 GHz) を超える比較的大きな周波数シフトを可能にします。 ）。 2 番目のループの往復時間は \(\Delta {t}_{2}\) として定義され、パルス持続時間 \(\tau\) よりわずかに長くなければなりません。 2 番目のループで生成されるパルスの数 \({N}_{2}\) は、最初のループで必要な遅延の制限を \({\Delta t}_{1}\ge {N) として設定します。 }_{2}{\デルタ t}_{2}\)。 同様に、シード パルス間の遅延とパルス列全体の長さは \({t}_{train}\ge {N}_{1}{\Delta t}_{1}\ge {N}_ {1}\left({N}_{2}{\Delta t}_{2}\right).\) これらの条件下では、2 番目の FSL の出力は \({N}_{ 1}\cdot {N}_{2}\) 合計パルス。 パルスは周波数が単調に増加するのではなく、図 1b と色に示すように、FSL1 からの次のパルスの周波数にリセットされる前に \(\Delta {f}_{2}\) ずつ増加します。図 1a の挿入図にコード化されています。 原理的には、最初の FSL でより小さい遅延を使用し、2 番目の FSL でより長い遅延を使用して、周波数が単調に増加するパルス列を生成することが可能です。 ただし、これにより、最初の FSL で EDFA1 に到着するパルス間の遅延が不均一になり、EDFA 飽和効果の影響が増大します。 実際には、図 1 に示す \({\Delta t}_{1}\gg {\Delta t}_{2}\) のアプローチにより、より均一な振幅を持つ安定したパルス列が可能になることがわかりました。それぞれのパルス。

(a) カスケード FSL アプローチの概略図。 挿入図は、各ステージで生成されるパルスのタイミングを示します。 (b) 各パルスの周波数を示す時間周波数図。(a) の挿入図に示されているパルスと一致するように色分けされています。 (c) 100 MHz 間隔で 200 GHz にわたるパルス列を生成するために実験セクションで使用されたパラメータ。 *\(\Delta {F}_{1}=10\text{ GHz}\) が最適であることに注意してください。ただし、利用可能な機器の都合上、この記事で報告されている実験では最初の FSL で 100 GHz フィルタが使用されました。仕事。

このスキームを最適化するために、最初に参考文献 17 で紹介されたモデルに従って ASE の構築をシミュレートしました。 このモデルは、n 番目のパルス \({P}_{sig}(n)\) の信号パワーと、積分された n 番目のパルスの ASE パワーの間の信号対雑音比 (SNR) を計算するために使用されました。幅 \(\Delta f\) の \(m\) 周波数ビン全体:

n 番目のパルスの信号パワーは次のように計算されました。

ここで、\({G}_{EDFA}\left(n\right)\) は n 番目のパルスが経験する EDFA ゲイン、\(T\) は FSL を介した伝送 (ファイバー カプラーによる 50% の損失を含む) です。 。 FSL を通した n 回目の往復後の幅 \(\Delta f\) の m 番目の周波数ビンの ASE パワーは次のように計算されました。

ここで、\(h\) はプランク定数、\(\nu\) は光周波数、\(NF\) は EDFA の雑音指数です。 この式の最初の項は、n 番目のループで EDFA によって生成される ASE を説明し、2 番目の項はループ内を循環し続け、各往復後に周波数シフト \(\Delta f\) を受ける ASE を説明します。 周波数ビンの総数は、バンドパス フィルターによって \(\Delta F/\Delta f\) として決定されました。 このアプローチは、ASE パワーがフィルターのエッジを超えてシフトすると、それを拒否する方形バンドパス フィルターを意味します。

ゲインの飽和を考慮して、n 回目の往復で発生する EDFA ゲインは次のように計算されました。

ここで、 \({g}_{ss}\) は小信号ゲイン、 \({P}_{sat}\) は EDFA 飽和パワー、 \({P}_{tot}\left(n\右)\) は、n 回目の往復で循環する合計光パワーであり、次のように定義されます。

シミュレーションを初期化するために、信号パワー \({P}_{sig}(n=1)\) をシード パルスのパワーの半分に設定し (50% カプラーを考慮)、初期 ASE パワーは各周波数ビンの はゼロ、つまり \({P}_{ASE}\left(m,n=0\right)=0\) に設定されました。 これは、前のパルス列からの ASE の蓄積を阻止するために、N 番目のパルスの後に変調器がブロックされることを前提としています。 シミュレーションでは、小信号ゲインが数値的に解決され、均一な振幅のパルス列が生成され、飽和 EDFA ゲインが往復損失にほぼ等しいことが保証されました。 これは、FSL での損失のバランスをとり、均一なパルス列を生成するために EDFA ゲインを調整する実験手順に似ています。

図 1 に示すカスケード アプローチを評価するために、まず上記のモデルを使用して、最初のループによって生成される信号と ASE 電力を計算しました。 次に、シミュレートされた信号と ASE パワーが 2 番目の FSL への入力として提供され、2 番目の FSL から出力される最終パルス列の SNR を計算しました。

カスケード アプローチの利点を説明するために、1 THz をカバーする 10,000 パルスを 100 MHz ステップで生成するように設計されたシステムをシミュレートしました。 これは、単一の FSL の範囲を大幅に超えています (100 GHz は、単一の FSL16 を使用して報告された最大の帯域幅です)。 この場合、0.1 (つまり 10 dB の損失) と 50% のカプラの両方のループを介した伝送を想定し、往復伝送の合計は \({T}_{1}={T}_{2 } =0.05\)。 次に、最初の FSL で生成されるパルスの数を \({N}_{1}=\) 10 から 100 まで変化させ、最初のループのフィルターの帯域幅を \(\Delta {F}_{1) に設定しました。 }={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) の固定周波数シフト \(\Delta {f}_{1}=100 {\text{ MHz}}\)。 2 番目のループの周波数シフトは、固定バンドパス フィルター帯域幅 \(\ で \(\Delta {f}_{2}={N}_{1}\Delta {f}_{1}\) に設定されました。デルタ {F}_{2}=1 \,{\text{THz}}\) は、パルス列全体をサポートするためのものです。 図 2a に示すように、最初の FSL を使用して 20 GHz をカバーする 200 パルスを生成することにより、10,000 パルスにわたって SNR > 7 dB を維持することが可能です。 これは、このアプローチが FSL の動作範囲を劇的に拡大する可能性を示しています。 各 FSL で生成されるパルスの数は、必要なパルス列の全体的な帯域幅と各ループの損失に基づいて最適化する必要があります。 この場合、最初の FSL を使用して 100 パルスまたは 1000 パルスを生成すると、理想的な 200 ～ 500 パルスではなく、SNR が大幅に低くなります。 比較のために、50 ～ 200 GHz を 100 MHz ステップでカバーするパルス列を生成するように設計された同じ損失 (\(T=0.05\)) を持つ単一の FSL の SNR もモデル化しました。 いずれの場合も、バンドパス フィルターは、生成されたパルス列の合計帯域幅に等しく設定されました。 図 2b に示すように、単一の FSL は、SNR が 0 dB を下回る前に、〜 100 GHz を超える周波数シフトを提供できません。 一般に、許容できる SNR はアプリケーションによって異なります。このタイプのモデルは、必要な SNR を維持しながらカスケード FSL を使用して達成できる帯域幅を検討するために使用できます。

(a) 100 MHz ステップで 1 THz をカバーするカスケード パルス列のシミュレートされた SNR と周波数シフト。 最初の FSL で生成されるパルスの数は 100 から 1000 まで変化しました。カスケード アプローチにより、SNR > 7 dB で 1 THz 上で 10,000 パルスが可能になります。 (b) 50 ～ 200 GHz にわたって 100 MHz 間隔のパルス列を生成するように設計された単一 FSL のシミュレートされた SNR。 単一の FSL は、SNR > 0 dB で約 100 GHz をカバーするパルス列のみを生成できます。

最後に、実験パラメータと一致するようにモデル パラメータを調整し、図 3 に示す SNR プロットを提供しました。実験的に、100 MHz ステップで 200 GHz をカバーする 2000 個のパルスを生成するようにカスケード FSL を設計しました。 最初の FSL は 10 GHz で 100 個のパルスを生成するために使用され、2 番目の FSL は 10 GHz ごとに 20 個のパルスを生成しました。 利用可能な機器の制約により、私たちの実験システムは図2aでシミュレートしたシステムよりも高い損失を示し、最初のFSLで理想的よりも広いバンドパスフィルターに依存していました。 このシミュレーションでは、\({T}_{1}=0.05\) と \({T}_{2}=0.0005\) の測定損失値を使用して、実験条件を一致させました。 2 番目の FSL での高い損失は、\({V}_{\pi }\) に到達するのに十分な電力を備えた利用可能な RF 信号発生器が不足していたため、SSBM を介した送信が低かったことが原因でした。 また、実験の最初のループでは、最適である 10 GHz のフィルターではなく、100 GHz のバンドパス フィルターを使用しました。 図 3 は、理想的な 10 GHz フィルタで予想される SNR と、100 GHz フィルタを使用して予想される SNR を示しています。 10 GHz フィルタは明らかに優れたパフォーマンスを提供しますが、どちらの設計でも 200 GHz 全体で SNR > 10 dB を実現します。 興味深いことに、100 GHz フィルタを使用すると、パルス列の終わりで SNR が実際に向上します。 これは、最初のループ (100 GHz 帯域をカバー) で生成された ASE が原因で、最終的にパルス列の終わり近くで 2 番目の FSL のバンドパス フィルターの外側にシフトされました。 比較のために、最初の FSL を使用して 200 GHz 範囲全体をカバーしようとした場合に予想される SNR もモデル化しました。 この場合、同じ損失 \({T}_{1}=0.005\) を使用し、バンドパス フィルターを \({\Delta F}_{1}=200\text{ GHz}) に設定しました。\ ) 図 3 に示すように、わずか 60 GHz を超えると SNR が 0 dB を下回ります。これは、カスケード アプローチの利点を明確に示しています。

この作業の実験条件を使用して、カスケード パルス列の SNR と周波数シフトをシミュレートしました。 このパルス列は、最初の FSL を使用して 10 GHz で 100 個のパルスを生成し、100 MHz ステップで 200 GHz をカバーするように設計されました。 シミュレーションには、100 GHz バンドパス フィルターを使用した実験ケースと、10 GHz バンドパス フィルターを使用した最適なケースが含まれています。 どちらの場合も、カスケード FSL アプローチはスパン全体にわたって SNR > 10 dB を維持できます。 単一の FSL を使用して 200 GHz パルス列を生成した場合の SNR も示されており、約 60 GHz を超えると SNR が 0 dB 未満に低下することがわかります。

図1aに示す基本アーキテクチャに従って、光周波数 \(\nu =193.53\text{ THz}\) (波長 \(\) で動作する狭帯域シードレーザー (Rio Orion) から始めて、カスケード FSL を構築しました。 lambda =1549.1\text{ nm}\) (真空中)、出力 10 mW、線幅 \(<1\) kHz。 次に、100 MHz AOM (Brimrose AMMF-100) を使用して初期シード パルスを刻み、最初の FSL に周波数シフトを導入しました。 最初の FSL では、ASE を抑制するために 100 GHz 波長分割多重フィルタ (AFW Technologies、WDM-PM) が使用されました。 2番目のFSLでは、周波数シフトを導入するために単側波帯変調器(SSBM、当社LN86S-FC)が使用され、パルス列間のASE光を阻止するために追加の100 MHz AOMが含まれていました(2番目のFSLの10 GHz周波数シフトは、 SSBM を 9.9 GHz で、AOM を 100 MHz で駆動することによって提供されます)。 同調可能フィルター (Santec OTF-980) を使用して、シード レーザー周波数から始まる 200 GHz バンドパス フィルターを配置しました。 システム全体は、シングルモードファイバ、偏波維持ファイバカプラ（Thorlabs PN1550R5A2）、およびベンチトップEDFA（Thorlabs EDFA100）を使用して構築されました。 上で説明したように、システムは、最初の FSL で 100 個のパルスを生成し、2 番目の FSL で 20 個のパルスを生成することにより、200 GHz にわたって 2000 個のパルスを 100 MHz 刻みで生成するように設計されました。 実験パラメータを図1cにまとめます。

図1aに示す基準光検出器（Terahertz Technologies、TIA-525）に記録されたパルス列を図4aに示します。 パルス列は、10.3 ms にわたって 2000 個の等間隔の 4 μs パルスを示します。 図 4c に示すパルス列の先頭付近のパルスは比較的長方形ですが、図 4d に示すパルス列の終わりのパルスは EDFA 飽和効果による歪みを示しています 18。 EDFA はパルスが増幅されるたびに非常にわずかな歪みを導入し、それがループ内に蓄積され、その結果、図 4d に示す 200 回近くの増幅イベントを経たパルスでより顕著な歪みが生じます。 それにもかかわらず、波長分解能 \(\Delta \lambda =0.08\text{ nm} (\Delta \nu =10\text{ GHz})\) の光スペクトル アナライザで記録されたスペクトル全体は、パルス列が次の範囲に広がっていることを確認しています。図 4b に示すように、振幅変動が 3 dB 未満で望ましい 200 GHz を実現します。 比較のために、単一の FSL を使用して同じ 200 GHz にわたって 2000 個のパルスを生成したときに生成されたスペクトルを図 4f に示します。 この場合、ASE の蓄積によりスペクトルが著しく歪んでいます。 単一のFSLを使用して測定されたパルス列も図4e、g、hに示されています。 カスケード接続された FSL と同様に、単一の FSL で生成されるパルス列の先頭付近のパルスは、図 4g に示すようにかなり長方形です。 ただし、単一FSLセットアップでのASEの蓄積により、図4hに示すように、パルス列の終わり近くのパルスに大きな歪みが発生し、2000回も増幅されます。 図4eに示すように、単一のFSLでのASEの急速な蓄積も、全体の電力レベルに大きな変動をもたらします。

(a) カスケード FSL によって生成された 2000 個のパルスを含むパルス列。 (b) カスケードパルス列によって生成された測定スペクトル。 カスケードされたパルス列は、バンドパス フィルターのエッジでの ASE 漏れによる比較的弱いペデスタルを備えた 200 GHz 全体で予想どおりの平坦なスペクトルを生成しました。 (c) カスケード FSL によって生成された最初の 22 パルスの拡大図、および (d) パルス列の終わり近くの 22 パルスの拡大図。 (e) 2000 パルスを含む単一の FSL によって生成されたパルス列。 (f) 単一の FSL によって生成された測定スペクトル。 顕著な ASE の蓄積により、歪んだスペクトルが生成されます。 (g) 単一の FSL によって生成された最初の 22 パルスと (h) パルス列の終わり近くの 22 パルスの拡大図。

次に、カスケード接続された FSL によって生成されたパルス列を使用して、H13C14N (波長基準、HCN-13-H-(5.5)-25-FCAPC) を含むファイバー結合ガスセルを 25 の圧力でプローブすることにより、吸収分光測定を実行しました。トル、光路長は 5.5 cm。 私たちの実験では、光はセルを 2 回通過し (ファイバー結合ファラデーミラーと偏光ビームスプリッターを使用)、有効吸収路長は 11 cm でした。 吸収スペクトルは、図1aに示す2つの検出器で各パルスのパワーを記録することによって測定されました。 次に、各パルスの中心 2 μs の平均パワーを計算し（図 4d に示す EDFA 飽和効果の影響を最小限に抑えるため）、基準パルスと H13C14N を通過したパルスの間の相対パワーとして透過率を計算しました。細胞。 カスケードパルスを使用して得られた吸収スペクトルは図5aに示されており、予想どおり、96 GHzによって分離された2つのro振動線が明らかになります19。 吸収線の半値全幅は ~ \(2.4\text{ GHz}\) で、これは室温での H13C14N の \(2{\nu }_{3}\) 遷移の以前の分光測定と一致します。そして25トル19。 この線幅には、ドップラー広がり (\(450\text{ MHz})\) と圧力広がり (\(2.2\text{ GHz})\) の両方からの寄与が含まれています19。 この測定は、追加の平均化を必要とせずに、1 つのパルス列の長さである 10.3 ミリ秒で取得されたことに注意してください。 パルス列の終わり（つまり、最後の 10 GHz）で測定された透過率の標準偏差は 0.0036 でした。

(a) カスケード FSL を使用して記録された H13C14N 吸収スペクトルは、P10 および P9 吸収線の存在を正確に明らかにしています。 (b) 単一の FSL で生成されたパルス列を使用して記録された吸収スペクトルは、最初の吸収線のみを記録できます。単一の FSL を使用すると、ASE の蓄積が高周波で支配的となり、正確な吸収測定ができなくなります。

トーンと ASE バックグラウンド レベルの比はパルス列全体で変化すると予想されますが (図 3 に示すように)、この変化は送信スペクトルでは直接観察できません。 代わりに、適度なバックグラウンド ASE レベル (図 3 に示すモデリングに基づいて各パルスのパワーの 10% 未満を構成すると予想される) が主に吸収線の変調深さに影響を与えます。 対照的に、ASE の影響は、単一の FSL を使用して記録された伝送スペクトルを示す図 5b でより明らかです。 この場合、最初の吸収線のみが観察されました。 これは、図 3 に示したシミュレーションと一致しており、単一の FSL は最大 60 GHz のシフトまでのみ SNR > 0 dB を維持することを示しています。 140 GHz 付近の 2 番目の吸収線を探るはずのパルスが広帯域 ASE によって支配されていたため、吸収は観察されませんでした。 これは、カスケード FSL アプローチにより、単一 FSL よりも広い帯域幅にわたって分光測定が可能になることを裏付けています。

FSL の周波数スキャン帯域幅を増やすために、カスケード周波数シフト ループに基づくスキームを導入しました。 このアプローチには 2 つの利点があります。1 つは個々のパルスが経験する増幅イベントの数を減らし、最初の FSL ではるかに低い帯域幅のフィルターを可能にすることです。どちらも ASE の蓄積を軽減します。 この研究で提示されたシミュレーションは、比較的低損失 (10 dB) のカスケード FSL が 1 THz を超えるスキャンを可能にする可能性があることを示しています。 挿入損失が比較的高いコンポーネントであっても、このアプローチにより 200 GHz を 100 MHz ステップでスキャンできることが実験的に示されました。 FSL のスキャン範囲を拡大することで、このカスケード アプローチにより、高速、高解像度の周波数スキャンに対するこの便利なアプローチの追加アプリケーションが可能になる可能性があります。

この研究中に生成されたデータは、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

Klein, T. & Huber, R. 高速 OCT 光源とシステム。 バイオメッド。 オプション。 Express 8、828 ～ 859 (2017)。

論文 CAS PubMed PubMed Central Google Scholar

Liehr, S.、Münzenberger, S. & Krebber, K. 動的高ひずみ分解能センシングのための波長走査コヒーレント OTDR。 オプション。 特急26、10573（2018）。

論文 ADS CAS PubMed Google Scholar

Xi, J.、Huo, L.、Li, J. & Li, X. 高速掃引光源光コヒーレンス断層撮影用の一般的なリアルタイム均一 K 空間サンプリング法。 オプション。 エクスプレス 18、9511 ～ 9517 (2010)。

論文 ADS CAS PubMed PubMed Central Google Scholar

ワン、M.ら。 再循環周波数シフターに基づく高速、k 空間線形波長走査レーザー光源。 オプション。 エクスプレス 24、27614 ～ 27621 (2016)。

論文 ADS PubMed Google Scholar

Coppin, P. & Hodgkinson, TG 光フィードバックを使用した新しい光周波数コム合成。 電子。 レット。 26、28–30 (1990)。

記事 ADS Google Scholar

Hodgkinson, TG & Coppin, P. 光フィードバック周波数シンセサイザーのパルス動作。 電子。 レット。 26、25–27 (1990)。

記事 Google Scholar

チェン、Ｘら。 増幅された周波数ダブルシフトループにより、時間領域の CO2 を直接測定するための周波数ステップパルストレインが可能になりました。 J. Opt. 社会午前。 B 38、D1–D6 (2021)。

記事 Google Scholar

Chen, T.、Kong, W.、Liu, H. & Shu, R. 酸素 A バンド分光法用の増幅周波数シフト ループにおける周波数ステップ パルス列の生成。 オプション。 Express 26、34753 ～ 34762 (2018)。

論文 ADS CAS PubMed Google Scholar

Duran, V.、Djevarhidjian, L.、Guillet de Chatellus, H. デュアルコム分光法用の双方向周波数シフト ループ。 オプション。 レット。 44、3789–3792 (2019)。

論文 ADS CAS PubMed Google Scholar

Redding, B.、McKinney, JD、Schermer, RT & Murray, JB 誘導ブリルアン散乱を使用した高解像度広帯域光周波数コム制御。 オプション。 エクスプレス 30、22097 ～ 22106 (2022)。

論文 ADS CAS PubMed Google Scholar

Guillet de Chatellus, H.、Cortés, LR & Azaña, J. キロヘルツ分解能の光学式リアルタイム フーリエ変換。 Optica 3、1–8 (2016)。

記事 ADS Google Scholar

Ogden, HM、Murray, MJ、Murray, JB、Kirkendall, C. & Redding, B. 周波数多重コヒーレント φ-OTDR。 科学。 議員 11、17921 (2021)。

論文 ADS CAS PubMed PubMed Central Google Scholar

ハートグ、AH et al. 多周波数取得を使用して、光ファイバー分散型振動センシングの品質を大幅に向上させます。 地球物理学。 見通し。 66、192–202 (2018)。

記事 Google Scholar

Guillet de Chatellus, H.、Romero Cortés, L.、Schnébelin, C.、Burla, M. & Azaña, J. 単一の CW レーザーと低周波電子機器を使用した広帯域チャープ波形の再構成可能なフォトニック生成。 ナット。 共通。 9、1–12 (2018)。

記事 CAS Google Scholar

Nguyen、TA、Chan、EHW、Minasian、RA 周波数シフト再循環遅延線構造を使用したフォトニック多重周波数測定。 J.ライト。 テクノロジー。 32、3831–3838 (2014)。

記事 ADS Google Scholar

Guillet de Chatellus, H.、Cortés, LR & Azaña, J. セルフイメージングによる 6 桁にわたる光周波数コムのライン間隔の任意のエネルギー保存制御。 オプション。 エクスプレス 26、21069 ～ 21085 (2018)。

論文 ADS PubMed Google Scholar

Kanagaraj, N.、Djevarhidjian, L.、Duran, V.、Schnebelin, C. & de Chatellus, HG 音響光学光周波数コムの最適化。 オプション。 エクスプレス 27、14842 ～ 14852 (2019)。

論文 ADS CAS PubMed Google Scholar

Ko、KY、Demokan、MS、Tam、HY エルビウムドープファイバー増幅器の過渡解析。 IEEE フォトニクス技術。 レット。 6、1436–1438 (1994)。

記事 ADS Google Scholar

Gilbert, SL、Swann, WC & Wang, C. 1530 nm ～ 1565 nm の波長校正用シアン化水素 H13C14N 吸収基準 - SRM 2519a。 NIST 特別出版物 260-137 (2005)。

リファレンスをダウンロードする

この研究は米国海軍研究所の支援を受けました。

米国海軍研究所、4555 Overlook Ave.、SW、ワシントン DC、20375、米国

ハンナ・M・オグデン、ジョセフ・B・マレー、マシュー・J・マレー、ブランドン・レディング

PubMed Google Scholar でこの著者を検索することもできます

PubMed Google Scholar でこの著者を検索することもできます

PubMed Google Scholar でこの著者を検索することもできます

PubMed Google Scholar でこの著者を検索することもできます

HO は実験を実行し、データを分析し、原稿の準備に貢献しました。 JM は実験計画に貢献し、原稿をレビュー/編集しました。 MM は実験の設定に貢献し、原稿をレビュー/編集しました。 BR は実験を監督し、データ分析に貢献し、原稿の準備とレビュー/編集を行いました。

ブランドン・レディングへの手紙。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

シュプリンガー ネイチャーは、発行された地図および所属機関における管轄権の主張に関して中立を保ちます。

オープン アクセス この記事はクリエイティブ コモンズ表示 4.0 国際ライセンスに基づいてライセンスされており、元の著者と情報源に適切なクレジットを表示する限り、あらゆる媒体または形式での使用、共有、翻案、配布、複製が許可されます。クリエイティブ コモンズ ライセンスへのリンクを提供し、変更が加えられたかどうかを示します。 この記事内の画像またはその他のサードパーティ素材は、素材のクレジットラインに別段の記載がない限り、記事のクリエイティブ コモンズ ライセンスに含まれています。 素材が記事のクリエイティブ コモンズ ライセンスに含まれておらず、意図した使用が法的規制で許可されていない場合、または許可されている使用を超えている場合は、著作権所有者から直接許可を得る必要があります。 このライセンスのコピーを表示するには、http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/ にアクセスしてください。

転載と許可

オグデン、HM、マレー、JB、マレー、MJ 他カスケード周波数シフトループによって可能になる高速広帯域吸収分光法。 Sci Rep 13、5762 (2023)。 https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

引用をダウンロード

受信日: 2022 年 12 月 15 日

受理日: 2023 年 4 月 1 日

公開日: 2023 年 4 月 8 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-32763-6

次のリンクを共有すると、誰でもこのコンテンツを読むことができます。

申し訳ございませんが、現在この記事の共有リンクは利用できません。

Springer Nature SharedIt コンテンツ共有イニシアチブによって提供

コメントを送信すると、利用規約とコミュニティ ガイドラインに従うことに同意したことになります。 虐待的なもの、または当社の規約やガイドラインに準拠していないものを見つけた場合は、不適切としてフラグを立ててください。